Uso de ferritas para suprimir EMI

En nuestro mundo ideal, la seguridad, la calidad y el rendimiento son primordiales. Sin embargo, el coste del componente final (que incluye la ferrita) se ha convertido en muchos casos en el factor decisivo. Este artículo está escrito como una ayuda para el ingeniero de diseño que busca materiales de ferrita alternativos como medio para reducir costos.

APLICACIONES DE FERRITA

Las siguientes son tres aplicaciones principales de la ferrita blanda:

1. Nivel de señal bajo2. Poder3. EMI

Las características intrínsecas del material y la geometría del núcleo requeridas vienen dictadas por cada aplicación específica. Las características intrínsecas que controlan el rendimiento de aplicaciones de bajo nivel de señal son la permeabilidad (particularmente con la temperatura), baja pérdida del núcleo y buena estabilidad magnética con el tiempo y la temperatura. Las aplicaciones incluyen inductores de alta Q, inductores de modo común, transformadores de banda ancha, de adaptación y de impulsos, elementos de antena para radios y transpondedores tanto activos como pasivos. Para aplicaciones de energía, las características deseables son una alta densidad de flujo y bajas pérdidas en la frecuencia y temperatura de funcionamiento. Las aplicaciones incluyen fuentes de alimentación conmutadas, amplificadores magnéticos, convertidores CC-CC, filtros de potencia, bobinas de encendido y transformadores para cargar baterías de vehículos eléctricos.

La característica intrínseca que más influye en el rendimiento de la ferrita blanda en aplicaciones de supresión es la permeabilidad compleja [1], que es directamente proporcional a la impedancia del núcleo. Hay tres formas de utilizar ferritas como supresores de señales no deseadas, conducidas o radiadas. El primero, y menos común, es como escudos reales donde se utiliza ferrita para aislar un conductor, componente o circuito de un entorno de campos electromagnéticos parásitos radiados. En la segunda aplicación, la ferrita se utiliza con un elemento capacitivo para crear un filtro de paso bajo que es inductancia – capacitancia en bajas frecuencias y disipativo en frecuencias más altas. El tercer uso, y el más común, es cuando los núcleos de ferrita se usan solos en los cables de los componentes o en circuitos a nivel de placa. En esta aplicación, el núcleo de ferrita evita cualquier oscilación parásita y/o atenúa la captación o transmisión de señales no deseadas que podrían viajar a lo largo de los conductores de los componentes o alambres, trazas o cables interconectados. Tanto en la segunda como en la tercera aplicación, el núcleo de ferrita suprime la EMI conducida eliminando o reduciendo en gran medida las corrientes de alta frecuencia que emanan de la fuente de EMI. La introducción de ferrita proporciona una impedancia de frecuencia suficientemente alta que da como resultado la supresión de las corrientes de alta frecuencia. Teóricamente, la ferrita ideal proporcionaría una alta impedancia en las frecuencias EMI y cero impedancia en todas las demás frecuencias. En realidad, los núcleos supresores de ferrita proporcionan una impedancia dependiente de la frecuencia. Baja en frecuencias inferiores a 1 MHz y, dependiendo del material de ferrita, la impedancia máxima se puede obtener entre 10 MHz y 500 MHz.

PERMEABILIDAD COMPLEJA

Como es coherente con los principios de la ingeniería eléctrica en los que las tensiones y corrientes alternas se denotan mediante parámetros complejos, la permeabilidad de un material se puede representar como un parámetro complejo que consta de una parte real y una imaginaria. Esto se evidencia a altas frecuencias donde la permeabilidad se separa en dos componentes. La componente real (μ') representa la porción reactiva y está en fase [2] con el campo magnético alterno, mientras que la componente imaginaria (μ”) representa las pérdidas y está desfasada con el campo magnético alterno. Estos pueden expresarse como componentes en serie (μs' μs”) o componentes en paralelo (μp' μp”). Los gráficos de las Figuras 1, 2 y 3 muestran los componentes en serie de la permeabilidad inicial compleja en función de la frecuencia para tres materiales de ferrita. El tipo de material 73 es una ferrita de zinc y manganeso con una permeabilidad inicial de 2500. El tipo de material 43 es una ferrita de zinc y níquel con una permeabilidad inicial de 850. El tipo de material 61 es una ferrita de zinc y níquel con una permeabilidad inicial de 125.

Figura 1

Figura 2

figura 3

Concentrándonos en la Figura 3, los componentes en serie del material tipo 61, vemos que la parte real de la permeabilidad, μs', permanece constante al aumentar la frecuencia hasta que se alcanza una frecuencia crítica y luego disminuye rápidamente. Las pérdidas, o μs, aumentan y luego alcanzan su punto máximo a medida que μs cae. Esta disminución de μs' se debe a la aparición de resonancia ferrimagnética. [3] Cabe señalar que cuanto mayor es la permeabilidad, menor es la frecuencia con la que esto ocurre. Esta relación inversa fue observada por primera vez por Snoek y se le dio la siguiente fórmula:

ecuación (1)

donde:ƒres = frecuencia a la que μs” es máximaγ = relación giromagnética = 0,22 x 106 A-1 mμi = permeabilidad inicial Msat = 250-350 Am-1

Esta misma ecuación se puede aproximar mediante:

ƒres = B sat/μi MHz eq. (2)

Dado que los núcleos de ferrita utilizados en aplicaciones de potencia y nivel de señal bajos se ocupan de parámetros magnéticos por debajo de esta frecuencia, rara vez el fabricante de ferrita publica datos sobre permeabilidad y/o pérdidas en frecuencias más altas. Sin embargo, los datos de frecuencia más alta son esenciales al especificar los núcleos de ferrita utilizados en la supresión de EMI.

RELACIÓN ENTRE PERMEABILIDAD E IMPEDANCIA COMPLEJA

La característica especificada por la mayoría de los fabricantes de ferrita para los componentes utilizados en la supresión de EMI es la impedancia. La impedancia se mide fácilmente en analizadores comerciales fácilmente disponibles con lecturas digitales directas. Desafortunadamente, la impedancia generalmente se especifica en frecuencias particulares y es la cantidad escalar que representa la magnitud del vector de impedancia complejo. Aunque esta información es valiosa, a menudo no es suficiente, especialmente cuando se modela el rendimiento del circuito de ferrita. Para lograr esto, es necesario disponer del valor de impedancia y del ángulo de fase de los componentes o de la permeabilidad compleja del material específico.

Pero incluso antes de comenzar a modelar el desempeño de un componente de ferrita en un circuito, el diseñador debe saber lo siguiente:

Las ecuaciones

La impedancia de un núcleo de ferrita en términos de permeabilidad viene dada por:

Z = jωμLo eq. (3)

y

μ = μ' – jμ” = (μs'2 +(jμ”s)2)1/2 eq. (4)

dondeμ'= parte real de la permeabilidad complejaμ”= parte imaginaria de la permeabilidad complejaj = vector imaginario unitarioLo= inductancia del núcleo de aire

por lo tanto

Z = jωLo (μ' −jμ”) ecuación. (5)

La impedancia del núcleo también se considera una combinación en serie de reactancia inductiva (XL) y resistencia de pérdida (Rs), las cuales dependen de la frecuencia. Un núcleo libre de pérdidas tendría una impedancia que estaría dada por la reactancia:

X = jωLs ecuación. (6)

Un núcleo que tiene pérdidas magnéticas se puede representar con una impedancia:

Z = Rs + jωLs ecuación (7)

donde:Rs = resistencia en serie total =Rm + ReRm = resistencia en serie equivalente debido a las pérdidas magnéticasRe = resistencia en serie equivalente para las pérdidas en cobre

A bajas frecuencias, la impedancia del componente es principalmente la reactancia inductiva. A medida que aumenta la frecuencia, la inductancia disminuye al mismo tiempo que aumentan las pérdidas y aumenta la impedancia total. La Figura 4 es una curva típica de XL, Rs y Z vs. frecuencia para nuestro material de permeabilidad media.

Sabiendo que el factor de calidad magnética

Q = μ'/μ” = ωLs/Rs eq. (8)

entonces la reactancia inductiva se hace directamente proporcional a la parte real de la permeabilidad compleja mediante Lo, la inductancia del núcleo de aire:

jωLs = j ωLoμs'

La resistencia a la pérdida también se hace directamente proporcional a la parte imaginaria de la permeabilidad compleja mediante la misma constante:

Rs= ωLoμs”

Sustituyendo en la ecuación (7) la impedancia:

Z = ωLoμs”+ jωLo μs'

y factorizar:

Z = jωLo ( µs' – jµs'') eq. (9)

En la ecuación 9, el material del núcleo viene dado por µs' y µs'', y la geometría del núcleo está dada por Lo. Así, conociendo la permeabilidad compleja para diferentes ferritas se puede realizar una comparación para obtener el material más adecuado en la frecuencia o rango de frecuencia deseado. Una vez elegido el material óptimo, se puede seleccionar el componente de mejor tamaño. La representación vectorial tanto para la permeabilidad como para la impedancia compleja se encuentra en la Figura 5.

Si el fabricante proporciona gráficos de permeabilidad compleja versus frecuencia para los materiales de ferrita recomendados para aplicaciones de supresión, entonces una comparación de las formas y materiales del núcleo para optimizar la impedancia es sencilla. Desafortunadamente, esta información rara vez está disponible. Sin embargo, la mayoría de los fabricantes proporcionan curvas de permeabilidad inicial y pérdidas frente a frecuencia. A partir de estos datos se puede obtener una comparación de materiales para optimizar la impedancia del núcleo.

Selección de materialesEjemplo

Con referencia a la Figura 6, Permeabilidad inicial y factor de pérdida [4] versus frecuencia para el material Fair-Rite 73, supongamos que un diseñador quiere garantizar la impedancia máxima entre 100 y 900 kHz. Se elige 73 materiales. Para fines de modelado, el diseñador también necesita conocer las porciones reactiva y resistiva del vector de impedancia a 100 kHz (105 Hz) y 900 kHz. Esta información se puede derivar de los gráficos de la siguiente manera:

A 100kHz μs'=μi = 2500 y (Tan δ/μi) = 7 x 10-6 ya que Tan δ = μs”/μs' entonces μs” = (Tan δ/μi) x (μi)2 =

Calculando la permeabilidad compleja:

μ = μ' − jμ” = (μs ' 2 +( jμ”s)2)1/2 = 2500,38

Cabe señalar que, como se esperaba, μ” agrega muy poco al vector de permeabilidad total a esta baja frecuencia. La impedancia del núcleo es principalmente inductiva.

Sin embargo, a 900 kHz μs” se ha convertido en un contribuyente importante

µs'= 2100, µs”=1014 µ = 2332

Selección principal

El diseñador sabe que el núcleo debe aceptar un cable número 22 y caber en un espacio de 10 mm por 5 mm. El diámetro interior se especificará como 0,8 mm. Resolviendo la impedancia estimada y sus componentes, primero se elige una cuenta con un diámetro exterior de 10 mm y una altura de 5 mm:

a 100 kHz ya que Z= ωLo μ y Toroidal Lo= .0461 N2 log10 (OD/ID) Ht 10-8 (H)

entoncesZ= ωLo (2500.38) = (6.28 x 105) x .0461 x log10 (10/.8) x 5 x (2500.38) x 10-8 = 3.97 ohmios

dondeRs = Lo ω μs” = .069 ohmiosXL = Lo ωμs'= 3.97 ohmios

a 900 kHzZ = 33,3 ohmios, Rs =14,48 ohmios, XL =30,0 ohmios

Luego se selecciona una cuenta con un diámetro exterior de 5 mm y una longitud de 10 mm:

a 100 kHzZ= ωLo (2500,38) = (6,28 x 105) x 0,0461 x log10 (5/0,8) x 10 x (2500,38) x 10-8= 5,76 ohmios

dondeRs= Lo ω μs” = .100 ohmiosXL = Lo ω μs' = 5.76 ohmios

a 900 kHzZ= 48,1 ohmios, Rs = 20,9 ohmios, XL = 43,3 ohmios

En este caso, como en la mayoría, la impedancia máxima se logra utilizando un diámetro exterior más pequeño con una longitud más larga. Si el ID fuera mayor, por ejemplo 4 mm, habría ocurrido lo contrario.

Este mismo enfoque se puede utilizar si se proporcionan gráficos de impedancia por unidad Lo y ángulo de fase versus frecuencia. Las figuras 9, 10 y 11 son representativas de dichas curvas para los mismos tres materiales utilizados en este artículo.

Ejemplo

El diseñador quiere garantizar la máxima impedancia para el rango de frecuencia de 25 MHz a 100 MHz. El espacio disponible en la placa es nuevamente de 10 mm por 5 mm y el núcleo debe aceptar un cable #22 awg. Con referencia a la Figura 7, Impedancia por unidad Lo para tres materiales de ferrita, o la Figura 8, permeabilidad compleja para los mismos tres materiales, se elige un material de 850 μi. [5] Usando el gráfico de la Figura 9, Z/Lo para el material de permeabilidad media, a 25 MHz, es 350 x 108 ohm/H. Resolviendo la impedancia estimada:

Z= 350 108 x .0461 x log10 (5/.8) x 10 x 10-8

Z=128,4 ohmios Φ = 30 gradosXL = Z sen Φ = 126,8 ohmiosRs = Z cos Φ = 19,81 ohmios

y a 100 MHz:Z= 179,8 ohmios Φ= 0XL= 0 ohmios Rs= 179,8 ohmios

Figura 7

Figura 8

Figura 9

Se puede utilizar el mismo enfoque para diferentes materiales, dimensiones y frecuencias.

La discusión anterior supuso que el núcleo elegido era cilíndrico. Si el núcleo de ferrita que se utiliza es para cinta plana, cable en haz o placa de orificios múltiples, el cálculo de Lo se vuelve más difícil y se deben obtener cifras bastante precisas para la longitud de la trayectoria del núcleo y el área efectiva para poder calcularlo. la inductancia del núcleo de aire. Esto se puede hacer seccionando matemáticamente el núcleo y sumando la longitud del camino calculado y el área magnética para cada sección. Sin embargo, en todos los casos, un aumento o disminución de la impedancia será directamente proporcional a un aumento o disminución de la altura/longitud del núcleo de ferrita. [6]

RELACIÓN ENTRE IMPEDANCIA Y ATENUACIÓN

Como se indicó, la mayoría de los fabricantes especifican núcleos para aplicaciones EMI en términos de impedancia, pero a menudo el usuario final necesita conocer la atenuación. La relación que existe entre estos dos parámetros es:

Atenuación = 20 log10 ((Zs +Zsc + ZL) / (Zs + ZL)) dB

donde Zs = Impedancia de fuente Zsc = Impedancia del núcleo del supresor ZL = Impedancia de carga

La relación depende de la impedancia de la fuente que genera el ruido y de la impedancia de la carga que lo recibe. Estos valores suelen ser números complejos que pueden tener un alcance infinito y que el diseñador no puede obtener fácilmente. Seleccionar un valor de un ohmio tanto para la carga como para la impedancia de la fuente, como puede ser el caso cuando la fuente es una fuente de alimentación de modo conmutado y la carga tiene muchos circuitos de baja impedancia, simplifica la ecuación y permite comparar los núcleos de ferrita en términos de atenuación. .

En estas condiciones, la ecuación se reduce a:

Atenuación = 20 log10 (Zsc/2) dB

El gráfico de la Figura 12 es una familia de curvas que muestran la relación entre la impedancia del cordón de protección y la atenuación para una serie de valores comúnmente utilizados de la carga más la impedancia del generador.

La Figura 13 es el circuito equivalente de una fuente de interferencia con una impedancia interna de Zs, generando una señal de interferencia a través de la impedancia en serie del núcleo supresor Zsc y la impedancia de carga ZL.

Figura 13

EL ENTORNO

Temperatura

Como se indicó, los parámetros magnéticos de la ferrita pueden verse afectados por la temperatura y la intensidad del campo.

Las figuras 14 y 15 son gráficos de impedancia frente a temperatura para los mismos tres materiales de ferrita. El más estable de estos materiales es el material 61, con una disminución de impedancia del 8% a 100º C y 100 MHz. Esto se compara con una caída del 25% en la impedancia para el material 43 a la misma frecuencia y temperatura. Estas curvas, cuando se suministran, se pueden utilizar para ajustar la impedancia de temperatura ambiente especificada si la atenuación deseada debe ser a temperaturas elevadas.

Campo de fuerza

Como en el caso de la temperatura, la corriente continua y la corriente de 50 o 60 Hz también afectarán las mismas características intrínsecas de la ferrita, lo que a su vez dará como resultado una reducción de la impedancia del núcleo. Las figuras 16, 17 y 18 son curvas típicas que ilustran el efecto de las polarizaciones sobre la impedancia de un material de ferrita. La curva representa la degradación de la impedancia en función de la intensidad del campo para un material específico en función de la frecuencia. Cabe señalar que a medida que aumenta la frecuencia, el efecto de los sesgos disminuye.

NUEVOS MATERIALES

Desde la recopilación de estos datos, Fair-Rite Products ha introducido dos nuevos materiales. Nuestro 44, que es un material de níquel zinc, de permeabilidad media y nuestro 31, que es un material de manganeso zinc de alta permeabilidad.

La Figura 19 es un gráfico de impedancia versus frecuencia para cuentas del mismo tamaño en 31, 73, 44 y 43 materiales. El material 44 es un material 43 mejorado con mayor resistividad de CC, 109 ohm cm, mejores características de choque térmico, estabilidad de temperatura y mayor temperatura de Curie (Tc). En comparación con nuestro material 43, el material 44 tiene características de impedancia versus frecuencia ligeramente más altas. El material inmóvil 31 exhibe una impedancia mayor que el 43 o el 44 en todo el rango de frecuencia medido. Diseñado para aliviar el problema de la resonancia dimensional que afecta el rendimiento de supresión de baja frecuencia de los núcleos más grandes de manganeso-zinc, 31 ha encontrado aplicaciones exitosas como núcleos supresores de conectores de cables y núcleos toroidales grandes. La Figura 20 es una curva de impedancia frente a frecuencia para material 43, 31 y 73 para un núcleo Fair-Rite con un diámetro exterior de 0,562”, un diámetro interior de 0,250 y un HT de 1,125. Al comparar la Figura 19 con la Figura 20, cabe señalar que para el núcleo más pequeño de la Figura 19, para frecuencias de hasta 25 MHz, el material 73 es el material de supresión óptimo. Sin embargo, a medida que aumenta la sección transversal del núcleo, la frecuencia máxima disminuye. Como lo pueden mostrar los datos de la Figura 20, donde la frecuencia más alta donde 73 es óptima es 8 MHz. También cabe destacar que el material 31 es superior desde 8 MHz hasta 300 MHz. Sin embargo, al ser una ferrita de manganeso y zinc, el material 31 tiene una resistividad de volumen mucho menor de 102 ohm-cm y exhibe mayores cambios en la impedancia con variaciones extremas de temperatura.

Figura 19

Figura 20

Figura 21

GlosarioInductancia del núcleo de aire – Lo (H)La inductancia que se mediría si el núcleo tuviera permeabilidad unitaria y la distribución de flujo permaneciera inalterada. Fórmula general Lo= 4π N2 10-9 (H)C1Toroidal Lo = .0461 N2 log10 (OD/ID)Ht 10-8 (H) Dimensiones en mm

Atenuación – A (dB) La disminución de la magnitud de la señal en la transmisión de un punto a otro. Es una relación escalar entre la magnitud de entrada y la magnitud de salida en decibelios.

Constante central – C1 (cm-1)La suma de las longitudes de la trayectoria magnética de cada sección de un circuito magnético dividida por el área magnética correspondiente de la misma sección.

Constante central – C2 (cm-3)La suma de las longitudes de los caminos magnéticos de cada sección de un circuito magnético dividida por el cuadrado del área magnética correspondiente de la misma sección.

Dimensiones efectivas de un circuito magnéticoÁrea Ae (cm2), Longitud de trayectoria le (cm) y Volumen Ve (cm3) Para un núcleo magnético de geometría dada, la longitud de trayectoria magnética, el área de la sección transversal y el volumen que debería tener un núcleo toroidal hipotético con las mismas propiedades materiales poseer ser el equivalente magnético del núcleo dado.

Fuerza de campo – H (oersted)El parámetro que caracteriza la amplitud de la intensidad del campo.H = .4 π NI/le (oersted)

Densidad de flujo – B (gauss)El parámetro correspondiente al campo magnético inducido en un área perpendicular a la trayectoria del flujo.

Impedancia – Z (ohmios)La impedancia de una ferrita se puede expresar en términos de su permeabilidad compleja. Z = jωLs + Rs = jωLo(μs'- jμs”) (ohm)

Tangente de pérdida – tan δLa tangente de pérdidas de la ferrita es igual al recíproco de la Q del circuito.

Factor de pérdida – tan δ/μiEl desplazamiento de fase entre los componentes fundamentales de la densidad de flujo y la intensidad del campo dividido por la permeabilidad inicial.

Ángulo de fase – ΦEl cambio de fase entre el voltaje aplicado y la corriente en un dispositivo inductivo.

Permeabilidad – μLa permeabilidad obtenida a partir de la relación entre la densidad de flujo y la intensidad del campo alterno aplicado es…..

Permeabilidad de amplitud, μa: cuando los valores indicados de densidad de flujo son mayores que los utilizados para la permeabilidad inicial.

Permeabilidad efectiva, μe: cuando un circuito magnético se construye con un entrehierro o entrehierros, y luego la permeabilidad es la de un material hipotético homogéneo que proporcionaría la misma reluctancia.

Permeabilidad incremental, μΔ: cuando se superpone un campo estático.

Permeabilidad inicial, μi: cuando la densidad de flujo se mantiene por debajo de 10 gauss.

Referencias

Notas

carole parkeremiferritassuprimir

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